时间：2023-03-20 16:20:38
序论：在您撰写滤波器设计论文时，参考他人的优秀作品可以开阔视野，小编为您整理的7篇范文，希望这些建议能够激发您的创作热情，引导您走向新的创作高度。
1LC滤波器工程设计时几款常用的软件推荐
LC滤波器设计软件的种类繁多，早已步入寻常百姓人家，本文从使用简单、方便的角度来推荐几款免费设计软件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以帮助工程师简单、快速地设计几乎是任何类型的集总参数的低通、高通、带通和带阻滤波器，同时也可以显示滤波器的插入损耗、回波损耗、群延迟和输入阻抗等。使用该滤波器设计软件时，当频率升高，内部的寄生耦合电抗和分布电抗就将破坏它的设计精度。由于寄生效应自然地降低了滤波器的中心频率，所以设计的频率比实际需要的频率要高一些。
b）RF-Filter.exe软件该软件使用非常简单，仅需选择所需用的函数类型、阶数、源阻抗和负载阻抗等参数就可设计出所需参数和仿真波形。用该软件设计一个输入输出阻抗为50Ω、7阶巴特沃斯、截止频率为200MHz的低通滤波器时的仿真波形和电路，用归一化参数计算和仿真设计的参数几乎完全一致，如图1所示。
c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。
d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。
用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。
2进行LC滤波器工程设计时，考虑PCB的事项
a）频率越高时，较薄的介质层将增加插入损耗，增加介质层的厚度将减少这些损耗，但与此同时会增加电路板的穿孔电感或者会产生我们所不期待的信号传输模式。介电常数Er较高时将会增加介质中的损耗，而且也会稍微增加导体中的损耗。当LC滤波器需要尽可能小的插入损耗时，虽然选择较厚的PCB板会减少损耗，但也增加了穿地电感，介电常数Er应较小些。上面提到的穿透孔产生的穿地电感可由如下公式计算：这个公式说明了穿透孔的直径越小、穿透孔的长度越长则穿地电感越大。所以通过PCB板设计滤波器时，要使穿地电感越小则PCB越薄，滤波器的高频衰减特性越好。所以选择PCB板的厚度时必须考虑插入损耗和穿地电感的折衷。同时通过该公式可以算出穿地电感的实际值，在设计LC滤波器参数时，可以使穿地电感看成是线圈电感的一部分，使串联到电容器的电感值选得小一些。
b）LC滤波器通过PCB板工程制作时，所有元器件的引线必须最短以减少损耗和引线电感。传输的微带线保持50Ω的恒定阻抗，以减少失配损耗及由不连续阻抗引起的反射。在1GHz时，即使1cm的短线，也会有约10nH的电感，形成一个几乎很纯正的电感器。滤波器的微带线中的所有弯曲都应该斜接或者变成圆弧状，以防止辐射到相邻的电路中。一般地线通过最短的路线，通常是通过一个穿透孔接到PCB的接地板，主要是为了降低返回路径的对地电感。同时从PCB顶端的接地板到底端的接地板，应该以1/4波长或者更小长度的间隔，有规律地设置穿透孔。整个PCB的设计尽可能地减小实际的尺寸以减少损耗和辐射。元件应该交叉配置在微带线的两侧，以改善高频域的隔离程度。电容器接地旁边要有穿透孔，空余的地方尽可能地配置上引线孔。LC带通滤波器的制作要选用寄生电感量小的电容器，使含有寄生电感的LC谐振电路的谐振频率重合在几何中心的频率上。
c）进行LC滤波器的工程设计时，必须要考虑到PCB线、元器件和导线之间的耦合。可通过使用屏蔽、减少载流环路的区域、印刷板引线成直角和传输RF电流的印刷板引线互相保持一定的距离来减轻这些不好的能量耦合。当RF信号遇到LC滤波器的耦合电容时，为了减少阻抗变化范围和降低电压驻波比VSWR，元器件应该与微带线具有相同的宽度，并且焊接的轮廓应该平滑以便不干扰信号流。
进行LC滤波器工程参数设计时的考虑事项
a）如果滤波器要隔直流信号，那么应在输入端加一个很大的电容，使得在最低频率上的电抗小于1Ω。如果该LC滤波器是高通滤波器，为阻止直流信号，就应该在输入端接一个串联电容，而不是并联一个电感。
b）如果要设计精度更高的滤波器就要采用更加复杂、准确的现代滤波器理论技术或者更昂贵软件程序来考虑寄生效应的影响。对于低要求应用场合和极点数少的情况下，仅通过软件仿真设计就足够了。频率大于30MHz时，表面安装的元件导致的分布式电抗会使滤波器的中心频率显著地降低，必须考虑寄生响应的影响。可通过减少绕组直径和圈数来减少电感器的匝间电容，可通过更小的元器件来减轻所有元器件的接地电容，可使用以电感相交成直角的方式来减轻电感的相互耦合，可通过使用一个并联的电容器来减轻引线内的固定电感，减小电容器的寄生电感，通过上述方式可减轻寄生响应的影响。
c）LC滤波器在高频率设计时，选用高Q值的电感可以减少插入损耗和降低边缘的圆滑程度。电容器要选用自感量小的元件，如果电容的容许误差较差或者温度特性差就会使得通带特性、中心频率、回波损耗发生变化。可采用将一个电容分为两个只有一半容量的电容器后再并联的办法，从理论上说，电感量可以减少一半，阻带衰减量实际上可改善约10dB。
d）根据衰减频率部分，考虑到费用、插入损耗、群延迟变化和物理尺寸的要求，滤波器应该设计成最小阶数。在没有放大器连接之前，若将设计好的滤波器级联，就会导致交互感应。
进行LC滤波器工程设计时考虑的滤波器函数选型事项
如果需要通带内有最大的平坦响应，对元件的变化不是很敏感的话，则可选用巴特沃斯滤波器，没有特殊要求时优先推荐巴特沃斯滤波器。切比雪夫滤波器在通带内有等波纹起伏的纹波，但截止特性特别好，高的群延迟变化，可通过增加滤波器的通带来抑制群延迟变化。贝塞尔滤波器通带内延时特性最平坦，小的群延迟变化，相位特型好，对要求输出信号波形不能失真的场合非常有用，但截止特性很差，对元件的要求很高。高斯型滤波器常用于频谱分析仪带宽的滤波器中。椭圆函数型滤波器通带内有起伏，阻带内有零点，截止特性最好，但对器件要求严格。勒让德型截止特性比巴特沃斯型好，并且可以用小的器件值来实现。在工程实际设计中依据不同的特点和通带的频率响应、带宽、元件敏感程度和分布电抗以及元件获取真实的参数能力等选取不同类型的函数。
在电路中电容C容抗值Zc=1/2πfC，且容抗随着频率f的增大而减小。因此滤波器电路中一个恰当的接地电容C，可使交流信号中的高频成分通过电容落地，而低频成分可以几乎无损失通过，故将小电容接地等同于设计一阶低通滤波器。在滤波器电路中，多处电容接地设计等同于多个低通滤波器与原电路组成低通滤波器网络，在提高截止频率附近幅频特性的同时会较好抑制高频干扰，因而接地优化在理论上是可行的。
2滤波器设计仿真
根据实践需要，设计满足上级输出电路阻抗为100Ω、下级输入电路阻抗为50Ω、截止频率为5MHz的5阶巴特沃斯低通滤波器。普通差分滤波器由于其极点与单端滤波器极点相同，故具有相同的传递函数，因而依据单端滤波器配置的差分结构滤波器能够满足指标要求。在差分结构形式上进行接地优化后，由于接地电容具有低通滤波功能，不同电容值C会导致不同频段幅频响应迅速衰减。图2～图5分别为普通差分滤波器与多处接地差分滤波器的配置电路与幅频特性曲线。由仿真结果可得，截止频率为5MHz的多处接地差分滤波器幅频响应在9MHz内迅速衰减至-50dB，而后在10MHz处上升为-30dB；而普通滤波器幅频特性在9MHz处为-20dB，在10MHz处为-22dB。因此，接地优化滤波器幅频特性曲线总于普通差分滤波器幅频特性曲线形成的包络内，故多处接地达到了过渡带变窄与抑制高频的效果，因而接地优化电路设计通过仿真是可行的。
3实物验证与分析
由于实际电路与理想条件有一定差异，可能导致实际效果与仿真结果不符，为验证接地优化差分滤波器，在实际电路中能够提高截止频率附近幅频特性与抑制高频干扰的能力，将上一节仿真通过的普通差分滤波器与接地差分滤波器制作成PCB电路，通过矢量网络分析仪测试其频率特性，结果如图6～图9所示。由图可得，多处接地差分滤波器电路中，由于接地电容相当于一阶低通滤波器，所以由接地电容与普通差分滤波器组成低通滤波网络能够大幅提高滤波器截止频率附近幅频特性。同时，由于容抗Zc=1/2πfC随f增大而减小，在高频时几乎为零，高频信号可以通过电容落地，故其在高频抑制能力上大大优于普通滤波器。因而接地优化在实际电路应用中是真实有效的，可以应用于抑制高频信号的低通滤波器中。
4结论
关键词：谐波；有源电力滤波器；滤波电感设计
引言
并联有源电力滤波器是一种用于动态抑制谐波和补偿无功的新型电力电子装置，近年来，有源电力滤波器的理论研究和应用均取得了较大的成功。对其主电路（VSI）参数的设计也进行了许多探讨[1][2][3]，但是，目前交流侧滤波电感还没有十分有效的设计方法，然而该电感对有源滤波器的补偿性能十分关键[2]。本文通过分析有源电力滤波器的交流侧滤波电感对电流补偿性能的影响，在满足一定效率的条件下，探讨了该电感的优化设计方法，仿真和实验初步表明该方法是有效的。
图1
1三相四线并联型有源电力滤波器的结构与工作原理
图1为三相四线制并联型有源电力滤波器的结构。主电路采用电容中点式的电压型逆变器。电流跟踪控制方式采用滞环控制。
以图2的单相控制为例，分析滞环控制PWM调制方式实现电流跟踪的原理。在该控制方式中，指令电流计算电路产生的指令信号ic＊与实际的补偿电流信号ic进行比较，两者的偏差作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路的PWM的信号，此信号再通过死区和驱动控制电路，用于驱动相应桥臂的上、下两只功率器件，从而实现电流ic的控制。
以图3中A相半桥为例分析电路的工作过程。开关器件S1和S4组成A相的半桥变换器，电容C1和C2为储能元件。uc1和uc2为相应电容上的电压。为了能使半桥变换器正常跟踪指令电流，应使其电压uc1和uc2大于输入电压的峰值。
当电流ica>0时，若S1关断，S4导通，则电流流经S4使电容C2放电，如图3（a）所示，同时，由于uc2大于输入电压的峰值，故电流ica增大(dica/dt>0)。对应于图4中的t0～t1时间段。
当电流增大到ica＊＋δ时（其中ica＊为指令电流，δ为滞环宽度），在如前所述的滞环控制方式下，使得电路状态转换到图3(b)，即S4关断，电流流经S1的反并二极管给电容C1充电，同时电流ica下降(dica/dt<0)。相对应于图4中的t1～t2时间段。
同样的道理可以分析ica<0的情况。通过整个电路工作情况分析，得出在滞环PWM调制电路的控制下，通过半桥变换器上下桥臂开关管的开通和关断，可使得其产生的电流在一个差带宽度为2δ的范围内跟踪指令电流的变化。
当有源滤波器的主电路采用电容中点式拓扑时，A，B，C三相的滞环控制脉冲是相对独立的。其他两相的工作情况与此相同。
2滤波电感对补偿精度的影响
非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，非线性负载交流侧电流iLa及其基波分量如图5所示（以下单相分析均以A相为例）。指令电流和实际补偿电流如图6所示。当指令电流变化相对平缓时（如从π/2到5π/6段），电流跟踪效果好，此时，网侧电流波形较好。而当指令电流变化很快时（从π/6开始的一小段），电流跟踪误差很大；这样会造成补偿后网侧电流的尖刺。使网侧电流补偿精度较低。
假如不考虑指令电流的计算误差，则网侧电流的谐波含量即为补偿电流对指令电流的跟踪误差（即图6中阴影A1，A2，A3，A4部分）。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小（即A1，A2，A3，A4部分面积越小），网侧电流的谐波含量（尖刺）也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时（即A1，A2，A3，A4部分面积为零时），网侧电流也就完全是基波有功电流。由于滞环的频率较高，不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图6所示网侧电流的跟踪误差主要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的。
分析三相不控整流桥带电阻负载，设Id为负载电流直流侧平均值。Ip为负载电流基波有功分量的幅值，。
下面介绍如何计算A1面积的大小，
在π/6<ωt<π/2区间内
ic＊(ωt)=Ipsinωt－Id（1）
在π/6<ωt<ωt1一小段区间内，电流ic(ωt)可近似为直线，设a1为直线的截距，表达式为
ic(ωt)=a1－[uC1-Usmsin(π/6)/L]×t（2）
ic(π/6)=ic＊(π/6)（3）
ic(t1)=ic＊(t1)（4）
由式(1)～式(4)可以求出a1及t1的值。
在π/6<ωt<ωt1（即1/600<t<t1）区间内，ic与ic＊之间的跟踪误差面积A1为
同样可以求出A2，A3，A4的面积。
A2=0.405[（I2dL）/(330IdL+(Ucl+0.5Usm))]
由对称性，得到A3=A1，A4=A2
因此，在一个工频周期内，电流跟踪误差的面积A为
A=A1＋A2＋A3＋A4
=[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[165IdL+(Uc1+0.5Usm)]＋[(0.81Id-0.45δ)IdL]/[330IdL+(Ucl+0.5Usm)]（5）
这里假定上电容电压Uc1等于下电容电压Uc2，Usm为电网相电压峰值，L为滤波电感值（假设La=Lb=Lc=L），Id为非线性负载直流侧电流。
3滤波电感对系统损耗的影响
有源滤波器一个重要的指标是效率，系统总的损耗Ploss为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（6）
式中：Pon为开关器件的开通损耗；
Poff为开关器件的关断损耗；
Pcon为开关器件的通态损耗；
Prc为吸收电路的损耗。
3.1IGBT的开通与关断损耗
有源滤波器的A相主电路如图7所示。假设电感电流ic为正时，则在S4开通之前，电流ic通过二极管D1流出，当S4开通后，流过二极管D1的电流逐渐转移为流过S4，只有当Dl中电流下降到零后，S4两端的电压才会逐渐下降到零。因此，在S4的开通过程中，存在着电流、电压的重叠时间，引起开通损耗，如图8所示。
由图8可知单个S4开通损耗为
开通损耗为
式中：ic(t)为IGBT集电极电流；
Uc为集射之间电压（忽略二极管压降即为
主电路直流侧电压）；
ton为开通时间；
T0为一个工频周期；
fs为器件平均开关频率；
Iav为主电路电流取绝对值后的平均值。类似可推得关断损耗为
Poff=6×(IavUctorr)/2×fs(10)
式中：toff为关断时间。
3.2IGBT的通态损耗
假设tcon为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为50％，即tcon=0.5Ts。
则通态损耗为
Pcon=6∑ic(t)Ucestcon/T0=3IavUces(11）
式中：Ts为平均开关周期；
Uces为开关管通态时饱和压降。
3.3RC吸收电路的损耗
RC吸收电路的损耗为
Prc=6×1/2CsUc2fs(12)
式中：Cs为吸收电容值。
fs=(U2c-2U2sm)[2]/8δLUc（13）
通过以上分析，可以得到系统总损耗为
Ploss=Pon＋Poff＋Pcon＋Prc（14）
4滤波电感的优化设计
在满足一定效率条件下，寻求交流侧滤波电感L，使补偿电流跟踪误差最小。得到如下的优化算法。
优化目标为minA（Uc，L）
约束条件为Ploss≤（1－η）SAPF(15)
应用于实验模型为15kVA的三相四线制并联有源滤波器，参数如下：
SAPF=15kVA，Vsm=310V，η=95％，
Id=103A，Iav=18A，δ=1A，
Cs=4700pF，Uces=3V，ton=50ns，
toff=340ns。
在约束条件下利用Matlab的优化工具箱求目标函数最小时L与Uc1的值。可得到优化结果为：跟踪误差A=0.1523，此时交流侧滤波电感L=2.9mH，直流侧电压Uc=799V。
5仿真与实验结果
表1列出了有源电力滤波器容量为15kVA时，电感取值与补偿后网侧电流的THD的比较。
表1不同电感L取值下仿真结果
交流侧滤波电感L/mH直流侧电压Uc/V网侧电流的THD/％
2.980016
580021.5
780024
图9，图10与图11是当Uc=2Uc1=800V，APF容量为5.2kVA时，电感L分别取7mH，5mH，3mH时的实验结果，补偿后网侧电流的THD分别为14.1％，18.3％，20.1％，与优化分析的结果相吻合。
关键词：数字滤波器MATLABFIRIIR
引言：
在电力系统微机保护和二次控制中，很多信号的处理与分析都是基于对正弦基波和某些整次谐波的分析，而系统电压电流信号（尤其是故障瞬变过程）中混有各种复杂成分，所以滤波器一直是电力系统二次装置的关键部件【1】。目前微机保护和二次信号处理软件主要采用数字滤波器。传统的数字滤波器设计使用繁琐的公式计算，改变参数后需要重新计算，在设计滤波器尤其是高阶滤波器时工作量很大。利用MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）可以快速有效的实现数字滤波器的设计与仿真。
1数字滤波器及传统设计方法
数字滤波器可以理解为是一个计算程序或算法，将代表输入信号的数字时间序列转化为代表输出信号的数字时间序列，并在转化过程中，使信号按预定的形式变化。数字滤波器有多种分类，根据数字滤波器冲激响应的时域特征，可将数字滤波器分为两种，即无限长冲激响应（IIR）滤波器和有限长冲激响应（FIR）滤波器。
IIR数字滤波器具有无限宽的冲激响应，与模拟滤波器相匹配。所以IIR滤波器的设计可以采取在模拟滤波器设计的基础上进一步变换的方法。FIR数字滤波器的单位脉冲响应是有限长序列。它的设计问题实质上是确定能满足所要求的转移序列或脉冲响应的常数问题，设计方法主要有窗函数法、频率采样法和等波纹最佳逼近法等。
在对滤波器实际设计时，整个过程的运算量是很大的。例如利用窗函数法【2】设计M阶FIR低通滤波器时，首先要根据（1）式计算出理想低通滤波器的单位冲激响应序列，然后根据（2）式计算出M个滤波器系数。当滤波器阶数比较高时，计算量比较大，设计过程中改变参数或滤波器类型时都要重新计算。
设计完成后对已设计的滤波器的频率响应要进行校核，要得到幅频相频响应特性，运算量也是很大的。我们平时所要设计的数字滤波器，阶数和类型并不一定是完全给定的，很多时候都是要根据设计要求和滤波效果不断的调整，以达到设计的最优化。在这种情况下，滤波器的设计就要进行大量复杂的运算，单纯的靠公式计算和编制简单的程序很难在短时间内完成设计。利用MATLAB强大的计算功能进行计算机辅助设计，可以快速有效的设计数字滤波器，大大的简化了计算量，直观简便。
2数字滤波器的MATLAB设计
2.1FDATool界面设计
2.1.1FDATool的介绍
FDATool（FilterDesign&AnalysisTool）是MATLAB信号处理工具箱里专用的滤波器设计分析工具，MATLAB6.0以上的版本还专门增加了滤波器设计工具箱（FilterDesignToolbox）。FDATool可以设计几乎所有的基本的常规滤波器，包括FIR和IIR的各种设计方法。它操作简单，方便灵活。
FDATool界面总共分两大部分，一部分是DesignFilter，在界面的下半部，用来设置滤波器的设计参数，另一部分则是特性区，在界面的上半部分，用来显示滤波器的各种特性。DesignFilter部分主要分为：
FilterType（滤波器类型）选项，包括Lowpass（低通）、Highpass（高通）、Bandpass（带通）、Bandstop（带阻）和特殊的FIR滤波器。
DesignMethod（设计方法）选项，包括IIR滤波器的Butterworth（巴特沃思）法、ChebyshevTypeI（切比雪夫I型）法、ChebyshevTypeII（切比雪夫II型）法、Elliptic（椭圆滤波器）法和FIR滤波器的Equiripple法、Least-Squares（最小乘方）法、Window（窗函数）法。
FilterOrder（滤波器阶数）选项，定义滤波器的阶数，包括SpecifyOrder（指定阶数）和MinimumOrder（最小阶数）。在SpecifyOrder中填入所要设计的滤波器的阶数（N阶滤波器，SpecifyOrder＝N-1），如果选择MinimumOrder则MATLAB根据所选择的滤波器类型自动使用最小阶数。
FrenquencySpecifications选项，可以详细定义频带的各参数，包括采样频率Fs和频带的截止频率。它的具体选项由FilterType选项和DesignMethod选项决定，例如Bandpass（带通）滤波器需要定义Fstop1（下阻带截止频率）、Fpass1（通带下限截止频率）、Fpass2（通带上限截止频率）、Fstop2（上阻带截止频率），而Lowpass（低通）滤波器只需要定义Fstop1、Fpass1。采用窗函数设计滤波器时，由于过渡带是由窗函数的类型和阶数所决定的，所以只需要定义通带截止频率，而不必定义阻带参数。
MagnitudeSpecifications选项，可以定义幅值衰减的情况。例如设计带通滤波器时，可以定义Wstop1（频率Fstop1处的幅值衰减）、Wpass（通带范围内的幅值衰减）、Wstop2（频率Fstop2处的幅值衰减）。当采用窗函数设计时，通带截止频率处的幅值衰减固定为6db，所以不必定义。
WindowSpecifications选项，当选取采用窗函数设计时，该选项可定义，它包含了各种窗函数。
2.1.2带通滤波器设计实例
本文将以一个FIR滤波器的设计为例来说明如何使用MATLAB设计数字滤波器：在小电流接地系统中注入83.3Hz的正弦信号，对其进行跟踪分析，要求设计一带通数字滤波器，滤除工频及整次谐波，以便在非常复杂的信号中分离出该注入信号。参数要求：96阶FIR数字滤波器，采样频率1000Hz，采用Hamming窗函数设计。
本例中，首先在FilterType中选择Bandpass（带通滤波器）；在DesignMethod选项中选择FIRWindow（FIR滤波器窗函数法），接着在WindowSpecifications选项中选取Hamming；指定FilterOrder项中的SpecifyOrder＝95；由于采用窗函数法设计，只要给出通带下限截止频率Fc1和通带上限截止频率Fc2，选取Fc1＝70Hz，Fc2＝84Hz。设置完以后点击DesignFilter即可得到所设计的FIR滤波器。通过菜单选项Analysis可以在特性区看到所设计滤波器的幅频响应、相频响应、零极点配置和滤波器系数等各种特性。设计完成后将结果保存为1.fda文件。
在设计过程中，可以对比滤波器幅频相频特性和设计要求，随时调整参数和滤波器类型，
以便得到最佳效果。其它类型的FIR滤波器和IIR滤波器也都可以使用FDATool来设计。
Fig.1MagnitudeResponseandPhaseResponseofthefilter
2.2程序设计法
在MATLAB中，对各种滤波器的设计都有相应的计算振幅响应的函数【3】，可以用来做滤波器的程序设计。
上例的带通滤波器可以用程序设计：
c=95;％定义滤波器阶数96阶
w1=2*pi*fc1/fs;
w2=2*pi*fc2/fs;%参数转换，将模拟滤波器的技术指标转换为数字滤波器的技术指标
window=hamming(c+1);%使用hamming窗函数
h=fir1(c,[w1/piw2/pi],window);％使用标准响应的加窗设计函数fir1
freqz(h,1,512);％数字滤波器频率响应
在MATLAB环境下运行该程序即可得到滤波器幅频相频响应曲线和滤波器系数h。篇幅所限，这里不再将源程序详细列出。
3Simulink仿真
本文通过调用Simulink中的功能模块构成数字滤波器的仿真框图，在仿真过程中，可以双击各功能模块，随时改变参数，获得不同状态下的仿真结果。例如构造以基波为主的原始信号，，通过Simulink环境下的DigitalFilterDesign（数字滤波器设计）模块导入2.1.2中FDATool所设计的滤波器文件1.fda。仿真图和滤波效果图如图2所示。
可以看到经过离散采样、数字滤波后分离出了83.3Hz的频率分量（scope1）。之所以选取上面的叠加信号作为原始信号，是由于在实际工作中是要对已经经过差分滤波的信号进一步做带通滤波，信号的各分量基本同一致，可以反映实际的情况。本例设计的滤波器已在实际工作中应用，取得了不错的效果。
4结论
利用MATLAB的强大运算功能，基于MATLAB信号处理工具箱（SignalProcessingToolbox）的数字滤波器设计法可以快速有效的设计由软件组成的常规数字滤波器，设计方便、快捷，极大的减轻了工作量。在设计过程中可以对比滤波器特性，随时更改参数，以达到滤波器设计的最优化。利用MATLAB设计数字滤波器在电力系统二次信号处理软件和微机保护中，有着广泛的应用前景。
参考文献
1．陈德树.计算机继电保护原理与技术【M】北京：水利电力出版社，1992.
2．蒋志凯.数字滤波与卡尔曼滤波【M】北京：中国科学技术出版社，1993
3．楼顺天、李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计－信号处理【M】西安：西安电子科技大学出版社，1998.
关键词：无功功率，谐波，有源滤波，DSP
0.前言
随着电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波污染也日益严重。另外,许多电力电子装置的功率因数很低,给电网带来额外负担并影响供电质量。可见消除谐波污染并提高功率因数,已成为电力电子技术中的一个重要的研究领域。解决电力电子装置的谐波污染和低功率因数问题的基本思路有两条: (1)装设补偿装置,以补偿其谐波和无功功率; (2)对电力电子装置本身进行改进,使其不产生谐波,且不消耗无功功率,或根据需要对其功率因数进行控制。
1.无功与谐波自动补偿装置的原理
1.1有源电力滤波器的原理
电力滤波器主要包括有源滤波器和无源滤波器,或两者的混合,即混合滤波器。
有源电力滤波器(APF)根据其与补偿对象连接的方式不同,分为并联型和串联型两种,而并联型滤波器在实际中应用较广。下面以并联型有源滤波器为例,介绍其工作原理。论文参考。HPF(High Pass Filter)是由无源元件RLC组成的高通滤波器,其主要作用是滤除逆变器高频开关动作和非线性负载所产生的高频分量;负载为谐波源,它产生谐波并消耗无功功率。有源电力滤波器主要由两部分组成,即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(PWM信号发生电路、驱动电路和逆变主电路)。指令电流运算电路的作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功电流分量,补偿电流发生电路的作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号,控制逆变主电路发出补偿电流。
作为主电路的PWM变流器,在产生补偿电流时,主要作为逆变器工作。为了维持直流侧电压基本恒定,需要从电网吸收有功电流,对直流侧电容充电时,此时作为整流器工作。它既可以工作在逆变状态,又可以工作在整流状态,而这两种状态无法严格区分。
有源滤波器的基本工作原理是:通过电压和电流传感器检测补偿对象(非线性负载)的电压和电流信号,然后经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令信号,再经PWM控制信号单元将其转换为PWM指令,控制逆变器输出与负载中所产生的谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流,最终得到期望的电源电流。
1.2无功与谐波自动补偿装置的原理
为适应滤波器要求容量大这一特点,我们采用了有源电力滤波器与无源LC滤波器并联使用的方式。其基本思想是利用LC滤波器来分担有源电力滤波器的部分补偿任务。由于LC滤波器与有源电力滤波器相比,其优点在于结构简单、易实现且成本低,而有源电力滤波器的优点是补偿性能好。两者结合同时使用,既可克服有源电力滤波器成本高的缺点,又可使整个系统获得良好的滤波效果。
在这种方式中,LC滤波器包括多组单调谐滤波器和高通滤波器,承担了补偿大部分谐波和无功的任务,而有源滤波器的作用是改善滤波系统的整体性能,所需要的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。
从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用方式中,需对有源电力滤波器进行有效控制,以抑制无源滤波器与系统阻抗之间发生谐振。论文参考。
2.无功与谐波自动补偿装置控制系统设计
2.1系统技术指标
(1)适用电源电压等级: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源滤波器补偿容量: 50kVA(基波无功);150A(最大瞬时补偿电流)
(3)可以控制的无源补偿网络的功率等级: 500kVA。
(4)在无源补偿网络容量范围内,补偿后的电源电流:功率因数高于0. 9,总谐波畸变系数(THD) <5%,三相负载电流的不对称系数<3%。
(5)可适用的运行环境:室内;温度-20~
55℃;相对湿度<90%。
2.2有源滤波器控制系统的设计
双DSP芯片分别采用浮点芯片TMS320VC33和定点芯片TMS320LF2407,以下简称为VC33和F2407。对VC33来讲,其运算能力很强,主频最高为75MHz,但片内资源和对外I/O端口较少,逻辑处理能力也较弱,主要用于浮点计算和数据处理;而F2407正好相反,其片外接口资源丰富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于数据采集和过程控制。
中央控制器由F2407实现,主要用于①主电路电压、电流的采集;②四象限变流器的控制;③无源补偿控制指令的;④显示、按键控制;⑤与上位机的通讯。两个DSP芯片通过双端口RAM完成数据交换。通过这两个DSP芯片的互补结合,可充分发挥各自的优点,使控制系统达到最佳组合。各相无源补偿网络的控制及电流检测由各自的控制器完成。各控制器通过光电隔离的RS-485通讯总线与F2407相连。
3.结论
3.1提出了一种新的电力系统谐波与无功功率的综合动态补偿方式,对无功与谐波自动补偿装置主电路和控制系统工作原理进行了分析。
3.2由于电源系统的谐波对应于一个连续的频谱,投入有源滤波器可以大大改善滤波性能,并能抑制LC电路与电网之间的谐振。有源滤波器的控制系统采用了基于双DSP结构的全数字化控制平台。论文参考。
3.3在此项目的实践中,电力系统的功率因数提高到0.9以上,完全符合此项目合同的技术性能指标。同时使供电网的谐波得到了有效抑制。通过仪器检测5次、7次等谐波电流几乎为零值。
【参考文献】
[1]赵庆华,吴琦.无功补偿电容器容量计算及放电器的配置[J].安徽电力职工大学学报,2003,(03).
[2]刘凯峰,郑常宝.一种SVC试验装置的设计[J].安徽电子信息职业技术学院学报,2007,(06).
[3]杨孝志.几种无功补偿技术的分析和比较[J].安徽电力,2006,(02).
[4]柯勇,钱峰.有源电力滤波器谐波电流检测研究及仿真[J].安徽工程科技学院学报(自然科学版),2008,(02).
[5]张艳红,张兴,林闽,吕绍勤,张崇巍.与建筑相结合的光伏并网发电示范电站[J]中国建设动态.阳光能源,2005,(06).
[6]朱连成,王琳,宁春明,刁嫣妲.基于EXB841的IGBT驱动保护电路的设计[J].辽宁科技大学学报,2008,(01).
[7]彭伟.电力变压器差动保护误动的非故障原因分析[J].安徽水利水电职业技术学院学报,2002,(02).
[8]许娅.供电系统中谐波产生原因及限制措施[J].安徽水利水电职业技术学院学报,2003,(02).
[9]范木宏,成立,刘合祥.电荷泵锁相环的全数字DFT测试法[J].半导体技术, 2005,(04).
[10]杨越恩,王晓平.SVC动态无功补偿技术在包钢供电网的应用[J].包钢科技, 2008,(03).
关键词：声表面波滤波器，三次行程信号
发射换能器激发的声波到达接收叉指换能器时，其中一部分转变成电信号输出，成为主信号；另外一部分反射回到发射换能器，此反射回的声波又经过发射换能器反射到达接收换能器，然后以电信号输出，该信号比主信号多走两倍路程，它总共在基片上来回走了三次，所以称该信号为三次行程信号[1]，如图1所示三次行程信号由于比主信号多用了两倍的时间，故在频域上产生一个相位延迟，它与主信号叠加，使滤波器带通内产生波纹，所以说三次行程信号是一个干扰信号，要想法消除它。
图1 三次行程信号与主信号示意图
为了进一步对三次行程信号进行分析，采用等效电路的分析方法，这里用导纳矩阵Y来表示SAW器件，如图2所示，是阻抗匹配电纳，是外电路的输入、输出电阻。
图2 包括外电路的SAWF电路图图3 电路简图
由图3得到电路方程： （1）
因为，上式变为：
（2）
所以输出电压为：
（3）
可以得到滤波器的频响表达式：
（4）
其中三次行程信号问题主要是由于项产生的，引起了通带波纹，表示IDT的声辐射电导，、t分别表示输入、输出IDT的声辐射电纳，k为常数。这些参数都可以从等效电路模型中得到：
（5）
（6）
其中表示等效电路一个周期段的静电容，为机电耦合系数，由第二章等效电路模型的导纳矩阵Yij得到：
（7）
（8）
把式（7）、式（8）代入上式（4）就可以得到SAW滤波器的频率响应特性，图1-4给出了用matlab仿真的等效电路模型设计的均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线，频响中不考虑三次行程信号问题（k=0），滤波器的中心频率为37Mhz；IDT指条数N为255；静电容CS为10-12F；滤波器的频如图4所示，设计的滤波器带外抑制大于40dB。
图4 均匀叉指结构的滤波器的幅频特性曲线（不考虑三次行程信号）
当把三次行程信号考虑在内，计入项对频响的影响如下图所示，k分别取1和3时滤波器的频响分别如图5和图6所示，通带内产生了明显的波纹，当k=1时，通带波纹峰峰值为8dB，当k=3时，通带波纹峰峰值为17dB。
图5 考虑三次行程信号的滤波器频响 图6 考虑三次行程信号的滤波器频响
（k=1）（k=3）
由上图5和图6可以看出，三次行程信号的干扰使通带内的特性出现起伏波纹，所以在滤波器设计中要考虑三次行程信号对频响的影响，本论文采用同相位法来抑制三次行程信号，计算发射和接收换能器之间的距离，使得发射波与入射波的相位差180度而相消，如图7所示。
图7 抑制三次行程信号的IDT结构
当信号频率f等于换能器的中心频率时，得到：
（9）
式中—声表面波的传播速度；
—声表面波的波长。科技论文。
从图4-18可得到，主信号的传播时间为：而三次行程信号的传播时间是主信号传播时间的3倍：
（10）
式中 K—正整数；
T—声表面波信号的周期。科技论文。
从式（9）可知，只要成立，那么主信号的相位就等于三次行程的相位，可以达到减少三次行程信号的影响。
从图7可以得到：
（11）
（12）
（13）
式（10）（11）（12）中——发射换能器和接受换能器之间的距离；
n——叉指电极数目和指间数目之和。科技论文。
将式（11）、式（12）和式（13）代入，得到
（14）
即
（15）
式中 K，n——正整数；
只要发射换能器与接受换能器之间的距离满足式（15），就可以达到减少三次行程信号的目的。
[1]W.R.Mader.Universal methodfor compensation of SAW diffraction and other second order effects[J].Ultrasonics Symposium.1982:23-27.
[2]武以立, 邓盛刚, 王永德. 声表面波原理及其在电子技术中的应用[M]. 北京：国防工业出版社, 1983..
[3]吴连法.声表面波器件及其应用[M].北京：人民邮电出版社，1983，12
关键词:语音活动性检测;滑动滤波器;有限状态机;一阶差分
中图分类号:TP391.4文献标识码:A文章编号:1009-3044(2009)31-pppp-0c
A Robust VAD Method Using Differential Frame Energy
ZHANG Wei-wei
(School of Electronic and Information Engineering, Lanzhou Jiaotong University, Lanzhou 730070, China)
Abstract: A robust Voice Activity Detect(VAD) algorithm is presented using differential frame energy output.. Moving Average Filter is used to filter the frame energies and get the output compared with pre-decided threshold, based on which the current frame is labeled as speech、noise and transition status. Three sub-status are designed to eliminate the effect of impulse noise and high level stationary noise. First Order Difference of Moving Average Filter is used to get more comformable results in start point and end point detection. Simulation shows that the proposed algorithm outperformes traditional energy-based VAD algorithms and is robust in detecting voice activities under different SNR levels.
Key words: voice activity detect; moving average filter; finite state machine; first order difference
活动性检测(Voice Activity Detect)又称端点检测,在语音信号数字处理当中具有十分重要的作用。包括语音识别、说话人识别与确认、语音合成、语音编解码等各种应用在内,都离不开语音活动性检测[1]。对于语音识别以及说话人识别与确认系统而言,如果端点检测的结果不够准确,系统的识别性能就得不到保证,另外,如果语音端点检测的结果过于放松,则会增加过多的静音部分,造成系统运算量的增加,同时对识别结果也具有负面影响[2]。
传统的语音活动性检测方法主要采用语音信号的基本短时参数:短时能量、过零率等。汉语中的浊音部分短时能量和清音部分短时能量在有声\无声段的区别明显。经过大量的实验,可以统计出短时能量和过零率在有声段和无声段的区别,从而设定阈值,决定当前语音帧属于有声段还是无声段[1]。但是,这种方法在噪声环境中的判别性能有所下降,当信噪比低于一定程度的时候,甚至无法得到正确的判别结果,对于大多数实际应用系统来说,这个问题显得尤其重要。论文提出了一种噪声环境下稳健的语音活动性检测方法,该方法对于不同噪声水平的环境下的语音活动性检测具有很好的鲁棒性。
1 算法流程
论文算法的系统结构如图1所示。
1)窗选帧能量:对输入语音信号进行分帧、加汉明窗,并在一个队列结构当中保存相邻的M帧能量作为滑动滤波器的输入。
2)滑动平均滤波器:常规的M阶时域滑动平均滤波器定义为M个采样的算术平均,
即:
■ (1)
在这里,考虑到在一段时间之内,噪声信号动态范围往往没有语音信号的动态范围大[5],也就是说,噪声信号的能量分布相对比较集中,因此,在一段窗选信号范围内,帧能量间的差距越小,则该段窗选信号属于噪声的可能性就越大,由于语音信号的动态范围比较大(一般在30dB左右),如果一段窗选信号范围内多数为语音信号,各帧能量的差距会比较大[6]。基于此,我们选择一个完整周期内具有对称正负半周的滑动平均滤波器来对窗选帧能量进行滤波。滤波器的具体形式可以有多种选择,最简单的形式如图2所示。具有类似特点的还有正弦函数型滑动平均滤波器、升余弦型滑动平均滤波器等[3],考虑到减小吉布斯效应[4]的要求,本文选择了论文[7]提出的一种最佳滑动平均滤波器,其形式如图3所示。
该滤波器的输入-输出关系如式2所示,其中A、Ki、S为滤波器的参数。该滤波器对于短时能量序列的输入输出具有以下特点:
① 对于一段平缓的短时能量输入序列,保持零输出。比如平缓的背景噪声或者保持平稳能量值的语音,输出值接近零;
② 对于一段递增的短时能量输入序列,输出值也相应递增;
③ 对于递减的短时能量输入序列,输出值相应递减;
■ (2)
假设M帧连续帧能量用Ei来表示,最佳滑动滤波器的参数用fi来表示,i=1,2,…,M,对M帧连续的帧能量进行线性滤波,滤波器的输出用Fout来表示,得到公式3如下所示:
■(3)
3)求解滤波器输出一阶差分:差分特征作为一种动态特征,能够更好地反映序列的变
化趋势,在语音识别应用中,一阶差分与二阶差分作为动态特征引入特征向量,能够得到更加稳健的特征向量,从而提高识别率。在论文当中,为了更好地反应滤波器滤波输出的变化,引入反映滤波器输出动态变化的一阶差分特性,求解当前滤波器加权能量输出与前一帧滤波器输出的差值,作为反映滤波器输出变化的向量。假设滤波器在各个时刻的输出用向量 A=[a0a1a2…aN]T来表示,其中N为帧数,αi为i时刻的滤波器输出Fout,则经过差分运算之后的输出为向量B=[b0b1b2…bN]T,其中: ■(4)
4)三态状态机:设计一个具有三个状态的有限状态机来进行帧状态的判定。首先,设定每帧存在speech、silence和temp三个状态,分别表示语音帧、静音帧和过渡帧,其中temp状态由三个子状态组成,各个子状态之间可以进行有条件地相互跳转,其作用是在静音帧向语音帧转移的过程中,根据设定的条件充分吸收背景噪声的影响,提高真实的语音帧被正确判决出来的概率。传统的能量判据在抵抗突发噪声干扰以及低信噪比环境下语音信号起始点的判定方面性能较差,采用过渡态可以有效地去除高能量平稳噪声和突发噪声的影响,在这里,过渡状态temp的作用相当于一个缓冲状态,所有从静音帧到语音帧或者从语音帧到静音帧的转移都要首先经过过渡帧,在它的三个子状态中完成对帧状态的细判,因此,算法首先有一个简单能量的判别,该阶段能量阈值T1的设置较宽松,其目的是为了剔除掉可能存在的能量值非常小的静音段,如果某一帧的能量超过了T1,则进入到过渡态temp,图5给出了过渡态temp中进行细判的状态转移图。首先,在子状态1判断当前帧能量与上一帧能量的差值,若该值小于阈值DIF,则认为当前帧可能属于平稳背景噪声,继续停留在子状态1,若差值大于DIF,则进入子状态2,在子状态2中,设置一个参数Duration来表示能量高于T1的连续信号帧数,若该值大于阈值MAX_Dur,则可以认为此段信号不属于冲击型突发噪声,此时进入子状态3,否则继续停留在子状态2。在子状态3中,定义信号帧的低频能量为频率在400Hz以下频谱分量的能量总和,对于语音信号来说,其低频能量一般较高,同时低频能量占总能量的比例要高于大部分噪声信号,设置低频能量阈值Elow和能量因子ρ,如果当前信号帧的低频能量大于Elow并且能量因子同时大于ρ,则判定该帧信号为语音信号,进入状态speech,如果低频能量的值较大而能量因子的值不高,则当前帧属于高能量噪声的可能性很大,此时返回到过渡态的子状态1继续判断,在过渡态的各个子状态和speech状态,如果当前信号帧能量小于T1,则跳转到silence状态继续判断,为了跟踪背景噪声的变化趋势,如果状态处于silence的帧数超过一定的数量,则更新原始的能量阈值T1。由此可以看出来,过渡态中的三个子状态分别起到了消除平稳背景噪声、突发噪声和高能量背景噪声干扰的作用。
各个状态之间的转化条件由a~f来表示,下面分别予以介绍:
1) 从temp状态各个子状态或者speech状态跳转回silence状态。判断条件是滤波器输出bi
2) 从silence状态进入temp状态子状态1。判断条件是滤波器输出T1
3) 从temp子状态1进入temp子状态2。判断条件是连续两帧滤波器输出的差值大于DIF,否则仍然处于temp子状态1或者返回silence。
4) 从temp子状态2进入temp子状态3。判断条件是能量大于T1的帧数Duration>MAX_Dur,否则仍然处于temp子状态2或者返回silence。
5) 从过渡态temp进入有声态speech。判断条件是低频能量大于Elow且能量因子大于ρ,如果低频能量高于Elow而能量因子小于ρ,则返回到temp子状态1,否则仍然处于子状态3或者返回silence。
2 实验结果
选取一段单通道、8K采样、16bit量化的wav数据作为纯净语音信号,分别构造5dB和0dB信噪比条件下的两段语音数据(噪声类型为零均值、单位方差的白噪声),实验数据如图5所示。选取帧长32ms,帧移16ms,滤波器阶数M=25,图6给出了两种情况下含噪语音数据各帧的帧能量,可以看出来,仅仅利用传统的帧能量进行端点判决,判定结果极大地依赖于环境噪声的水平,判定结果缺乏稳健性。与之对比,图7给出了使用论文算法得到的两种情况下的输出参数,可以看出,在引入了滑动滤波器进行滤波输出和一阶差分运算之后,判定结果受环境噪声水平变动的影响很小,两种输入信噪比情况下输出参数曲线拟合地很好,算法对于平稳噪声干扰能够得到稳健的检测结果。
为了检验论文算法对不同类型突发噪声干扰的稳定性,在安静实验室环境下利用高性能麦克风采集8K采样、16bit量化的测试噪声数据库,其中男性60人,女性24人,包括嘴吹气声、鼻子呼气声、拍手声、拍桌子声、敲桌子声等,每人每种噪声重复5遍。针对噪声库中的噪声类型,在纯净语音信号开始之前添加一小段干扰噪声信号,使用算法进行端点检测。定义检测的前后端点位置和人工标注的端点之间的差距都小于5帧时,端点检测结果正确。表1列出了对于一些平稳噪声和突发噪声的实验结果,可以看出对于拍手、敲桌子等突发型环境噪声均可以较好地被采用三个子状态的过渡态吸收掉,同时,对于嘴吹气、鼻子吹气等较平稳噪声的吸收效果也很好。
表1 论文算法对不同类型噪声的吸收效果
■
3 结论与总结
针对噪声环境下语音活动性检测准确性下降的问题,论文提出了一种基于最佳滑动滤波
器的窗选帧信息语音活动性检测算法,利用最佳滑动滤波器对若干帧能量进行滤波,为了提高滤波结果的稳健性,对滤波所得的能量序列求解一阶差分运算,将得到的差分输出经过一个三态有限状态机进行决策,利用包含三个子状态的过渡态充分吸收各种高能量平稳噪声和常见突发噪声,从而得到较好的端点检测结果。仿真结果证明了该算法在不同性噪比条件下进行端点检测的有效性。同传统的基于短时参数(短时能量、短时过零率)的端点检测算法相比,论文算法具有能够胜任大动态范围噪声水平变化条件下进行准确端点检测的能力,同时对于一些常见的突发噪声具有较好的吸收作用。此外,论文算法计算量小,非常适合作为语音增强、语音识别系统的高性能端点检测模块来使用,具有较大的应用前景。
参考文献:
[1] 杨行峻,迟惠生.语音信号数字处理[M].北京:电子工业出版社,1998:25-27.
[2] 丁玉国,梁维谦,刘加,等.一种应用于嵌入式语音识别的端点检测算法[J].计算机应用研究,2006,1(4):193-195.
[3] 程佩青.数字信号语音处理教程[M].2版.北京:清华大学出版社,2001:348-352.
[4] 郑君理,应启衍,杨为理.信号与系统[M].2版.高等教育出版社,2000:97-101.
[5] Lori F, Rabiner L, Aaron Rosenberg, et al. An Improved Endpoint Detector for Isolated Word Recognition[J]. IEEE Transactions on Acoustic, Speech and Audio Processing,1981,29(4):777-778.
